由反激电源引起的一点儿分析

由反激电源引起的一点儿分析

开关电源分为，隔离与非隔离两种形式，在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式，隔离电源按照结构形式不同，可分为两大类：
正激式和反激式。
【反激式】指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管多，双管的不常见。

【正激式】指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正激。
半桥、桥式电路都属于正激电路。

正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为达到最优性价比，可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些
可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态相同。
大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。

反激式电源因其结构简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。
在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦， 输出功率超过100瓦就没有优势，实现起来有难度。本人认为一般情况下是这样的，
但也不能一概而论，PI公司的TOP芯片就可做到300瓦，有文章介绍反激电源可做到上千瓦，但没见过实物。输出功率大小与输出电压高低有关。

反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数，由于反激电源需要变压器储存能量，要使变压器铁芯得到充分利用，一般都要在磁路中开气隙，
其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率，使变压器能够承受大的脉冲电流冲击，而不至于铁芯进入饱和非线形状态，磁路中气隙处于高磁阻状态，
在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。

变压器初次极间的偶合，也是确定漏感的关键因素，要尽量使初次极线圈靠近，可采用三明治绕法，但这样会使变压器分布电容增大。
选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯，可减小漏感，如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好

关于反激电源的占空比，原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5，否则环路不容易补偿，有可能不稳定，但有一些例外，
如美国PI公司推出的 TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下。

占空比由变压器原副边匝数比确定，本人对做反激的看法是，先确定反射电压（输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值），
在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大，开关管损耗降低。反射电压降低则工作占空比减小，开关管损耗增大。
当然这也是有前提条件，当占空比增大，则意味着输出二极管导通时间缩短，为保持输出稳定，更多的时候将由输出电容放电电流来保证，
输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷，而使其发热加剧，这在许多条件下是不允许的。

占空比增大，改变变压器匝数比，会使变压器漏感加大，使其整体性能变，当漏感能量大到一定程度，可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗时就没有再增大占空比的意义了，
甚至可能会因为漏感反峰值电压过高而击穿开关管。由于漏感大，可能使输出纹波，及其他一些电磁指标变差。当占空比小时，开关管通过电流有效值高，变压器初级电流有效值大，
降低变换器效率，但可改善输出电容的工作条件，降低发热。如何确定变压器反射电压（即占空比）。

今天接着谈关于反激电源的占空比（本人关注反射电压，与占空比一致），占空比还与选择开关管的耐压有关，有一些早期的反激电源使用
比较低耐压开关管，如 600V或650V作为交流220V 输入电源的开关管，也许与当时生产工艺有关，高耐压管子，不易制造，
或者低耐压管子有更合理的导通损耗及开关特性，像这种线路反射电压不能太高，否则为使开关管工作在安全范围内，吸收电路损耗的功率
也是相当可观的。

实践证明600V管子反射电压不要大于100V，650V管子反射电压不要大于120V，把漏感尖峰电压值钳位在50V时管子还有50V的工作余量。
现在由于MOS管制造工艺水平的提高，一般反激电源都采用700V或750V甚至 800-900V的开关管。像这种电路，抗过压的能力强一些开关变压器反射电压也可以做得比较高一些，
最大反射电压在150V比较合适，能够获得较好的综合性能。

PI公司的TOP芯片推荐为135V采用瞬变电压抑制二极管钳位。但他的评估板一般反射电压都要低于这个数值在110V左右。这两种类型各有优缺点：

第一类：缺点抗过压能力弱，占空比小，变压器初级脉冲电流大。优点：变压器漏感小，电磁辐射低，纹波指标高，开关管损耗小，转换效率不一定比第二类低。

第二类：缺点开关管损耗大一些，变压器漏感大一些，纹波差一些。优点：抗过压能力强一些，占空比大，变压器损耗低一些，效率高一些。

反激电源反射电压还有一个确定因素

反激电源的反射电压还与一个参数有关，那就是【输出电压】，输出电压越低则变压器匝数比越大，变压器漏感越大，开关管承受电压越高，
有可能击穿开关管、吸收电路消耗功率越大，有可能使吸收回路功率器件永久失效（特别是采用瞬变电压抑制二极管的电路）。在设计低压输出小功率反激电源的优化过程中必须小心处理，
其处理方法有几个：

1、采用大一个功率等级的磁芯降低漏感，这样可提高低压反激电源的转换效率，降低损耗，减小输出纹波，提高多路输出电源的交差调整率，一般常见于家电用开关电源，如光碟机、DVB机顶盒等。

2、如果条件不允许加大磁芯，只能降低反射电压，减小占空比。降低反射电压可减小漏感但 有可能使电源转换效率降低，
这两者是一个矛盾，必须要有一个替代过程才能找到一个合适的点，在变压器替代实验过程中，可以检测变压器原边的反峰电压，
尽量降低反峰电压脉冲的宽度，和幅度，可增加变换器的工作安全裕度。一般反射电压在110V时比较合适。

3、增强耦合，降低损耗，采用新的技术，和绕线工艺，变压器为满足安全规范会在原边和副 边间采取绝缘措施，如垫绝缘胶带、加绝
缘端空胶带。这些将影响变压器漏感性能，现实生产中可采用初级绕组包绕次级的绕法。或者次级用三重绝缘线绕制，取消初次级间的绝
缘物，可以增强耦合，甚至可采用宽铜皮绕制。

文中低压输出指小于或等于5V的输出，像这一类小功率电源，本人的经验是，功率输出大于20W输出可采用正激式，可获得最佳性价比，当然这也不是决对的，
与个人的习惯，应用的环境有关系，下次谈一谈反激电源用磁性芯，磁路开气隙的一些认识，希望各位高人指点。

反激电源变压器磁芯在工作在单向磁化状态，所以磁路需要开气隙，类似于脉动直流电感器。部分磁路通过空气缝隙耦合。为什么开气隙的
原理本人理解为：由于功率铁氧体也具有近似于矩形的工作特性曲线（磁滞回线），在工作特性曲线上Y轴表示磁感应强度（B），
现在的生产工艺一般饱和点在400mT以上，一般此值 在设计中取值应该在200-300mT比较合适、X轴表示磁场强度（H）此值与磁化电流强度成比例关系。
磁路开气隙相当于把磁体磁滞回线向X 轴向倾斜，在同样的磁感应强度下，可承受更大的磁化电流，则相当于磁心储存更多的能量，
此能量在开关管截止时通过变压器次级泻放到负载电路，反激电源磁芯 开气隙有两个作用。其一是传递更多能量，
其二防止磁芯进入饱和状态。

反激电源的变压器工作在单向磁化状态，不仅要通过磁耦合传递能量，还担负电压变换输入输出隔离的多重作用。
所以气隙的处理需要非常小心，气隙太大可使漏感变大，磁滞损耗增加，铁损、铜损增大，影响电源的整机性能。
气隙太小有可能使变压器磁芯饱和，导致电源损坏

所谓反激电源的连续与断续模式是指变压器的工作状态，在满载状态变压器工作于能量完全传递，或不完全传递的工作模式。
一般要根据工作环境进行设计，常规反激电源应该工作在连续模式，这样开关管、线路的损耗都比较小，而且可以减轻输入输出电容的工作
应力，但是这也有一些例外。

需要在这里特别指出：由于反激电源的特点也比较适合设计成高压电源，而高压电源变压器一般工作在断续模式，本人理解为由于高压电源输出
需要采用高耐压的整 流二极管。由于制造工艺特点，高反压二极管，反向恢复时间长，速度低，在电流连续状态，二极管是在有正向偏压时恢复，
反向恢复时的能量损耗非常大，不利于变换器性能的提高，轻则降低转换效率，整流管严重发热，重则甚至烧毁整流管。由于在断续模式下，
二极管是在零偏压情况下反向偏置，损耗可以降到一个比较低 的水平。所以高压电源工作在断续模式，并且工作频率不能太高。

还有一类反激式电源工作在【临界状态】，一般这类电源工作在调频模式，或调频调宽双模式，一些低成本的自激电源（RCC）常采用这种形式，
为保证输出稳定，变压器工作频率随着，输出电流或输入电压而改变，接近满载时变压器始终保持在连续与断续之间，
这种电源只适合于小功率输出，否则电磁兼容特性的处理会很让人头痛

反激开关电源变压器应工作在【连续模式】，那就要求比较大的绕组电感量，当然连续也是有一定程度的，过分追求绝对连续是不现实的，
有可能需要很大的磁芯，非常多的线圈匝数，同时伴随着大的漏感和分布电容，可能得不偿失。那么如何确定这个参数呢，通过多次实践，
及分析同行的设计，本人认为，在标称电压输入时，输出达到50%~60%变压器从断续，过渡到连续状态比较合适。
或者在最高输入电压状态时，满载输出时，变压器能够过渡到连续状态就可以了。

反激式开关电源占空比Dmax:

Dmax=e/(e+Vmin)*100%,e是指开关管截止时，初级线圈上的自感电动势，有人称之为反射电压。

e的取值，由Vmin及Dmax决定，一般Dmax取0.4-0.45（为保证磁通复位，Dmax要小于0.5，实际应用要留裕量。

设计目标：Vin AC90-260 Vo 15v Iomax 2A f 100k
运行方式：Iomax ccm 65％Iomax dcm
这里我们设计得是工作于 CCM 和 DCM 得电路，所以我们应该考虑两个点：
1 负载最大时点 Iomax
2 DCM 与 CCm 的临界点，这时得 Io＝65％Iomax

临界点

1.1 计算匝比与最大占空比

这里有两种方法，其实实质都是一样只是在操作上有些不同，但都存在着一个共同
点：主观性.

---

1.1.1 从 Vor 着手

---

这里要分两步：
【(1)得出 Vor 取值】
首先需要了解一下反激的原理，简单点说反激就是 buck-boost 电路和变压器的和体。
Vor 为反激电压，就是在 Mosfet 关断时，次级导通使初级感应得电压，这里是起到了承接两
者的关系因此在设计时可以先考虑 Vor 的取值。
对于 buck-boost: VdcTon=VorToff Q－1
对于变压器匝比 VorNp=VoNs Q－2
对于 Vor 的取值，对此总结如下:
这里要从 mosfet 关断时所受的电压应力着手考虑。当 mosfet 关断时
存在 Vor+Vdcmax+Vspike+Vmargin=Vdss
选用 Vdss＝600v mosfet
Vdcmax＝Vimax*1.4=365v
Vspike 大约＝95v
Vmargin 取 30-70v

得到 Vor 为 70-110v。其实我们这里选得值都时大约值，比如 Vdss 我们当然可以
选择更大得耐压值，计算会导致 Vor 变大，但是我们有个前提就是 Vor 有一个限度这个
限度是使 Dmax 不能大于 50％。其实这里 Vor 是个考虑综合因素取得一个较为主观得值。

【(2)算出匝比和最大占空比】
由 Q－2 式 Np/Ns=Vor/(Vo+Vf)
当 Vor 为 70 时：Np/Ns=4.3
当 Vor 为 110 时：Np/Ns=6.8
这里我们取 Np/Ns=5,因为 Vor 取值一般小些比较好，所以 Vor＝80v
由 Q-1 式当 Vdc 最小时，Ton 肯定时最大，所以
DmaxVdcmin=Vor(1-Dmax)
这里 Vdcmin 我们取 100
算得 Dmax＝0.44

---

1.1.2 绕过 Vor，直接先假设 Dmax

---

一般利用经验取 Dmax 为小于 0.5 得值，这里我们取 0.45。
由把 Q-2 带入 Q－1 削去 Vor：
而当 Vdc 最小时，Ton 最大
Np/Ns= 11.5
45.01
45.0
*
115
100
max1
max
*
)(
(min) =
?+

?+ D
D
VfVo
Vdc
这里我们取整数 5，由于 Np/Ns 变化了，那么我们再吧 Np/Ns 带入到 Q－1
式求得 Dmax＝0.44。

======================
1．2 计算 Lp 和 Ls

由于是临界点负载电流
Io＝65％Iomax＝0.65×2＝1.3A
临界点满足 DCM 特点：可以得到负载尖峰电流
Ispl＝2Io/(1-Dmax)＝4.64A
再有 Vo(1-Dmax)/Ls=Ispl 可以得到
Ls＝19.3uH
由 Lp/Ls=(Np/Ns)(Np/Ns)得到
Lp＝0.48mH

================
2 峰值点

由于峰值点工作于 CCM 状态，Io＝2A 但是 Io 中的交流分量没有变化，增加的 0.7A
是直流分量。
假设直流分量为 ? Io 则：
? Io×（1－Dmax）=0.7 得：
? Io＝1.25A
此时得 Ispf＝ ? Io＋Ispl＝1.25＋4.64＝5.89A
原边 Ippf＝Ispf/(Np/Ns)=5.89/5=1.178

=========================
3 Np 与 Ns 的值

由以上所求的的 Lp，Ls，Ippf，Ispf 我们可以进行一下计算：
AcBm
IppfLp
Np *
= 计算出 Np
公式其实很简单我来给大家推倒一下：
由在 Dmax 时初级最大电流 Ippf 对应的是初级最大磁感应强度 Bm，那么 NpBmAc
就是磁通∮变化量，那么磁通变化量又等于 U 乘以时间变化量 Dmax
那么 UDmaxT/Lp=Ippf,
这样就可以得到上式。
而 Np＝5Ns 可以得到 Ns 值。

对于最大占空比我说下自己的理解：一般计算占空比只是计算它的【最大占空比】，也就是
所谓的电源工作最坏的情况下，其他情况的变化就可以依靠反馈控制调节占空比来满足了。
一般反激占空比最好不要超过 0.5，一方面由于最大占空比加大导致正边感应电压 Vor 加大，
而 Vor 加大又有两方面的缺点 【1：】导致 mosfet 管应力加大 【2：】导致匝比 N 加大使得变压器的
漏感 Lk 加大。二方面由于占空比超过 0.5 有可能使系统不稳定，需要加上一个 slope
compension。就是在 3842 从 4 脚引一个电阻到 3 脚或 2 脚。

对于 CCM 与 DCM，论坛上已经分析的非常清晰了，优缺点很明显，个人建议，负载大
时要用 CCM 否则 DCM 会使 Ippf 非常高导致的损耗也很高，气隙也不好掌握。一般 CCM
效率时高于 DCM 的