C5.6:双电源发射极偏置、特殊类偏置、PNP型偏置电路
接触过很多运算放大器会有正负电压供电，而负压的应用，让电路性能发挥的更好。
即上图所示，一个+10V和一个-2V的双电源供电，所以负电源让发射结正向偏置，正电源让集电结反向偏置，该电路还是发射极偏置电路，也叫双电源发射极偏置(TSEB)，上图也可以简化为下图这样。
这种电路如果设计没问题的话，基极电流近乎为零，所以基极电源近似为0V，则如下图所示：
因为发射结导通压降为0.7V，所以当基极电压为0V，且发射结导通的时候，发射极电压为-0.7V，则发射极电流求解为：
VRE = -0.7V - (-2V) = 1.3V
IE = 1.3V / 1kΩ = 1.3mA
得到了发射极电流，自然就等效得到了集电极电流，进而通过集电极电阻求得集电极电阻的压降，进而正电源减去压降得到了集电极对地的电压：VC = 10V - 1.3mA*3.6kΩ = 5.32V
VCE是集电极和发射极的电位差，所以VCE = 5.32V - (-0.7V) = 6.02V
跟分压器相似，好的双电源发射极偏置也需要满足100：1准则，所以RB < 0.01βdc * RE，在满足这种情况下，求解公式就是VB ≈ 0V，所以IE = （VEE - 0.7V） / RE，VC = VCC - (IC * RC)，所以VCE = VC + 0.7V。
良好设计的VDB电路和TSEB电路，Q点是不受β影响的。
不过TSEB电路误差来源有基极电压，现实情况里基极电压并不等于0V，在基极电阻上会有小电压，因为有很小的基极电流会流过该电阻，基极和地存在负电压，而良好的设计里，基极电压小于-0.1V，如果设计较大的基极电阻进行折中，则基极电压可能低于-0.1V，对电路诊断也是判断基极电压，若基极电压和地之间的电压读数过大，则不正常。
而有些偏置在书上很少提及，但是在老式电路图里却偶尔见到，下面简单聊聊很少使用的偏置电路。
首先是发射极反馈偏置电路，而讨论之前要说前文的基极偏置电路，这种电路在Q点稳定性上是最差的，如下图，因为基极电流是固定的，所以集电极电流随电流增益变化而变化，晶体管更换或温度变化，这种电路的Q点会在负载线上移动。
而发射极反馈偏置则是在这种基础上，添加了发射极电阻，是最早用来稳定Q点的方法，如下图：
他的原理就是假设IC增加的时候，则VE增加（VE = IE * RE），对应VB也就会增加(为了满足导通压降，所以需要提高VB来导通发射结)，VB增加意味着RB两端电压减少，意味着IB减少，这样IC就会减少，与IC初始增加相反，这种发射极电压变化反馈到基极电流的情况，叫负反馈。
这种电路没有广泛应用，就是因为大多数需要批量的产品，这种Q点漂移还是太大。
公式如下： IE = （VCC - VBE） / (RE + (RB / βdc))
VE = IE * RE
VB = VE + 0.7V
VC = VCC - IC * RC
使用发射极反馈偏置的目的是遮掩βdc变化的影响，RE需要远远大于RB / βdc，若满足这个条件，则Q点对βdc不敏感，但是在实际情况下，不是晶体管截止的情况下，足够大的RE来消除βdc的影响是很困难的。
然后就是集电极反馈偏置，也叫自偏置，这是另一种稳定Q点的方法，基本思想就是电压反馈到基极，减少集电极电流变化，如下图：
假设IC增加，则RC压降会增加，所以VCC - IC * RC的值，也就是集电极对地电压就会降低，进而基极电阻两端的电压减小，导致基极电流减小，结果和假设相反。
公式则是：IE = （VCC - VBE） / （RC + （RB/ βdc））
VB = 0.7V
VC = VCC - IC * RC
而一般设置基极电阻让Q点处于负载线中间：RB = βdc * RC
在Q点稳定性方面，集电极反馈偏置要比发射极反馈偏置要更有效（发射极反馈实际情况难以满足电阻比例关系，容易是截止情况下满足比例关系），尽管电路还是对β敏感，但是由于结构简单，所以实际中可以经常应用。
而对于上述两种方式，所以结合出来了集电极-发射极反馈偏置电路，这种反馈足够深，同时发射极反馈和集电极反馈，改善了工作点的稳定性。
但是这种电路采用两个反馈，虽然有一定帮助，但是不适合大规模生产，公式如下：
IE = （VCC - VBE） / （RC+RE + （RB / βdc））
VE = IE * RE
VB = VE + 0.7V
VC = VCC - IC * RC
为什么该电路不适合大规模生产？
答：1.负反馈在交流通路中同样存在，可能在高频下因晶体管极间电容形成正反馈环路，引发振荡或频率响应畸变，晶体管参数（如极间电容）的批次差异会放大振荡风险，需额外补偿电路（如中和电容），增加设计和调试成本；
2.并且反馈电阻RB在交流等效电路中并联于输入/输出端，显著降低输入阻抗（ Zi≈RB/β）并抬高输出阻抗（ Zo≈RC），导致电压增益下降和带宽缩窄，为满足增益需求需选用高β晶体管，但β值的生产离散性（±50%）会加剧电路性能波动；
3.而且该电路依赖β，过高的β没事，而过低的β会让分母里RB占比增大，Q点对β变化更明显；
4.并且当晶体管接近饱和的时候，反馈作用减弱甚至消失（VC无法进一步降低），则Q点稳定性失效，所以设计的时候，批次可能导致部分电路在高温或者低压的情况脱离稳定；
5.并且集电极电压VC被反馈作用拉低，则输出交流信号幅度受限，在严格的场景下，需要更高的VCC来满足交流信号的要求，但是进一步牺牲了能效；
6.以及反馈仅仅靠IC间接调节，而非直接调节，所以VBE温漂未被补偿，导致有一定的延迟误差；
7.最后则是由于该电路要是稳定实现，需要精确计算，严格要求电阻和β的值，所以成本投入过大。
对于PNP型晶体管，在负电源供电的时候很常用，或者双电源的时候，和NPN晶体管互补使用，由于PNP和NPN相反的掺杂浓度，所以分析的时候要转换思路，要注意PNP的发射极多子是空穴而不是自由电子，但是正常偏置条件是一样的，都是基极-发射极正偏，同时基极-集电极反偏。
负电源供电：
对于-10V负电源的分压器偏置电路，电路参数为负值，计算要格外注意，公式步骤如下：
VB = (R2 / (R1 + R2)) * VCC = -1.8V
PNP晶体管来说，发射极正偏的时候，VE比VB高0.7V，因此VE = VB + 0.7V = -1.1V
然后确认发射极和集电极电流：IE = VE / RE = 1.1mA，IC ≈ IE = 1.1mA
VC = -VCC + IC * RC - 10V + 1.1mA * 3.6k = -6.04V
VCE = VC - VE = -6.04 - (-1.1V) = -4.94V
对于正电源供电的情况：
正电源要比负电源应用更广泛，所以经常见到上图这种画法，原理就是R2两端电压加在发射结及串联的发射极电阻上以此确认发射极电流，集电极电流流过RC，产生集电极对地电压，所以可以按照步骤来计算或者排查电路故障：
1.计算R2两端电压
2.上述电压减0.7V得到发射极电阻两端电压
3.求得发射极电流
4.计算集电极对地电压
5.计算基极对地电压
6.计算发射极对地电压
注：以上仅个人观点，如有错误，恳请批评指正