SiC 型储能充电器设计与研究
随着高铁站房与光伏相结合的发电系统，已经逐渐成为绿色发展理念的代表作。但是光伏发电受天气和昼夜的影响，阻碍了高铁光伏站房的发展。如今光伏与储能的结合，解决了光伏发电的受限制因素。不过新一代光伏储能系统的储能充电设计理论还不完善，造成产品功耗大，导致效率低下。所以本文主要结合目前储能充电器研究现状，优化设计适应于新一代光储系统的储能充电器。针对储能充电的前后级变换器。后级择优选取了全桥LLC谐振变换器，根据储能的负载特性与充电曲线，提出了新型LLC谐振参数的优化设计方法。通过扩展函数描述法，准确得出变换器的开环特性，采用MATLAB仿真软件完成补偿器的设计。结合PSIM仿真平台，验证新型设计方法的可行性。前级PFC电路，对比分析了SEPIC PFC 和 BOOST PFC电路的特性，提出一种改进型电压追踪的SEPIC PFC电路，满足后级全桥LLC谐振电路始终处于频率增益曲线的2区的工作状况。改进型SEPIC PFC电路通过对于BOOST PFC的控制技术进行分析，优化提出了电路工作在SEPIC PFC模式下的前馈电流控制的方案。最后采用PSIM的AC Sweep功能验证设计提出的优化控制方案的稳定性和可行性。针对高效和高频的设计要求。选用SiC作为电路的开关元器件。由于SiC驱动与硅基器件有较大差距，本文通过功率半导体测试平台设计了符合特性的驱动电路，使其更高效的发挥SiC的特性。对于系统的前后级控制，结合四阶段充电法设计出了电压追踪型的充电方案。采用PSIM仿真平台对整体控制方案进行可行性分析。针对控制的灵活性与复杂性，本文采用了以TMS320F28035为控制核心的数字控制电路。最后，本文搭建了SiC型和Si型的储能充电器实验平台。针对全桥LLC谐振电路，测试统计了三种状态下的实验波形，验证优化设计方案的可行性。对于前级电路，通过测试得出的实验数据和波形，验证BOOST PFC电路和SEPIC PFC电路的稳定性。通过Si型前后级电路的实验对比，验证SiC低损耗的特性。最后通过对比得出SiC型的两种模式前后级电路分别提升了4.2%和5%，对比分析SiC型和Si型的损耗区域，得出SiC型电路提升效率的原因。
1.1 储能变换器的发展背景与意义
1.1.1 储能变换器的发展现状
随着国家八纵八横的高铁路线快速发展。高铁与光伏发电的结合已成为当下绿色发展理念的代言产品。据国家统计济青线路的高铁站房与铁路沿线的总容量已达 44MWp。相比于火力发电，每年可节约上万吨煤炭，减少几万吨的二氧化氮的排放。由于光伏发电受昼夜影响，而高铁站房傍晚的用电量相比于白昼较多。所以光伏发电与储能相结合才能够更高效的利用清洁能源。图 1-1是新一代铁路站房的光储系统。新一代系统通过电网处逆变器进行能量的分布存储或者供给电网。这样对于阴天无能力发电时，可以在电网处获取能量。依据新一代光储系统的发展要求，储能系统需要通过 AD/DC 与 DC/DC 变换器。所以探究储能变换器具有重要意义与价值[1-4]。
针对新一代铁路站房系统，需优化设计新型的 AC/DC-DC/DC 变换器，以便于适用新一代铁路站房的储能充电系统。传统的储能充电过程中，前级电路主要起到功率矫正，后级电路主要满足宽范围的储能电池电压。前后级分开工作导致储能变换器的灵活性和效率较低。对于储能充电器设计研究，需要结合储能电池的充电过程进行分析。单个锂电池充电曲线如图 1-2 所示。由图可知，充电过程分为恒压充电、恒流充电和预充电。要提高变换的效率必须在满足三种充电模式下，降低开关过程带来的损耗；储能电池的电压与电流变换较大，传统的后级 DC/DC 变换器需要满足更大的电压和电流应力；前级 PFC 需要提供稳定输出电压，以减少储能电池两端的电流纹波。这也是目前本文研究储能变换器的难点[5]。
1.1.2 储能充电的发展现状
上述锂电池的三阶段充电法，凭借充电时间短和延长电池使用寿命的特点，成为了目前应用比较广泛的充电策略。文献[5]对于三阶段充放电研究得出：电池电压放电过深时采用预充电方式，可避免放电过多时受大电流充电而损伤寿命。当预充电结束后采用恒流充电，直到储能电池的电压到达饱和为止。三阶段充电法的优点是充电快，并且还能够提高电池寿命。不过针对三阶段充电法的充电过程没有工作在储能充电器设计的最优的功率输出点，这样也相对来说加长了充电时间[5]。
文献[6]主要对三阶段充电法和四阶段充电法（如图 1-3）对于电池性能影响状况进行对比分析。通过三阶段充电法与四阶段充电法的实验数据分析，得出四阶段充电策略更满足高效充电的要求。四阶段充电法相比于三阶段充电法，多出一种恒功率充电方式。三阶段充电法的充电过程中，变换器的能量传输是逐渐加大，导致没有发挥出储能充电器最大功率输出的优势。而四阶段充电法的恒功率充电能工作在最大功率输出阶段。这样恒功率充电的方式能够更快速的传递能量，可短时间内快速的传输能量。这也为本文的充电策略提供了更好的理论依据[6]。
1.2 储能转换器的发展现状
1.2.1 DC/DC 变换器的发展现状与对比分析
目前，对于 DC/DC 变换器有非隔离型的（BUCK）、（BOOST）、（SEPIC）、（CUK）和（BUCK—BOOST）。但储能变换器要符合电气隔离，由于前级隔离式 PFC 的效率太低，所以后级 DC/DC 变换器选择隔离式拓扑是当前采取比较广泛的方式。对于储能变换器主要有反激（Flyback）、正激（Forward）、移相全桥、半桥 LLC、全桥 LLC 电路。由于反激与正激电路效率较低，满足高效的隔离式变换器要求的拓扑结构有移相全桥、半桥 LLC（inductor _inductor_ capacitor）电路和全桥 LLC 电路。移相全桥拓扑结构，如图 1-4 所示。该结构主要有谐振电感 L 、四个原边的 MOSFET 组成的开关网络、变压器和后级整流桥构成。此电路主要通过开关管的前后桥臂的移相控制，从而完成开关管的漏源极间的等效电容的能量和谐振电感的能量充放电，最终实现相位在前的开关桥臂的零电压开启（ZVS）和相位滞后的开关桥臂的零电流关断（ZCS）。但是后级整流桥不能实现 ZVS 和ZCS，反向恢复时间会出现电压尖峰。并且移相全桥在轻载时，由于谐振电感 L和变压器漏感 Lm 能量转换的原因，致使开关电路不能够实现 ZVS，导致工作在轻载时的移相全桥电路效率降低[8-10]。
对于 LLC 谐振变换器有半桥结构和全桥结构之分，如图 1-5 和如图 1-6。半桥 LLC 谐振电路主要由两个开关管、谐振电感（ Lr ）、漏感（ Lm ）、谐振电容（Cr ）和副边的整流桥构成，而全桥 LLC 谐振电路与半桥 LLC 谐振电路相比多出一路桥臂。LLC 谐振电路主要通过调频控制谐振电感、漏感和谐振电容的能量转换，最终实现了原边 MOS 管的 ZVS 和副边整流桥的 ZCS。所以 LLC谐振电路的效率高。但是全桥 LLC 电路与半桥 LLC 电路相比较，半桥 LLC 电路少一路桥臂，器件相对较少。不过相等功率状态的情况下，半桥的开关损耗比全桥的大，变压器的损耗也是全桥的双倍，所以全桥 LLC 谐振电路的优势更大。但是由于 LLC 谐振电路的输出电压范围较窄，对于设计成储能变换器的具有较大难度[20-23]。
综上所述，对移相全桥电路，半桥 LLC 谐振电路和全桥 LLC 谐振电路分析结果总结整理如表 1-1 所示。目前，对于高效变换器的要求，全桥 LLC 电路是设计储能变换器的最优质选。所以提升电路效率的同时解决好全桥 LLC 电路的电压范围也是本文研究的重点。
1.2.2 AC/DC 转换器的发展现状
AC/DC 变换器主要是功率因数矫正（PFC）技术，目前应用广泛的为 BOOSTPFC 电路，如图 1-7 所示。传统的有桥 BOOST PFC 通过整流桥将正弦波变成馒头波，通过输入回路的电感，经过电流环调节，进行功率因数校正，有桥式BOOST PFC 电路凭借输入连续的特点，实现功率因数矫正。传统的有桥式BOOST PFC 电路结构简单，控制成熟，并且功率和功率因数高。但是对于小型高铁站房的储能电池，电压变换范围广，传统的有桥式 BOOST PFC 结合全桥 LLC 谐振电路的电压变化范围较窄[12]。
针对具有隔离型功率因数矫正功能的拓扑结构，反激式（Flyback）PFC 是目前应用较为广泛的电路。但是 Flyback PFC 电路的开关损耗高，输出纹波大，变压器利用率低。造成反激式 PFC 电路效率低，不适用于高效的储能变换器的设计要求。如果为满足宽范围输出电压要求，减弱后级电路的电压应力，SEPICPFC 电路（如图 1-8 所示）是最优选择。SEPIC PFC 凭借输入连续电流的特点，经过输入电感，将输入电流矫正成正弦波。并且 SEPIC 凭借耦合电容和双电感的结构特点，替代了具有相似升降压功能的 BUCK-BOOST 的另一路开关网络，降低了部分损耗。但是 SEPIC PFC 电路的开关网络和整流二极管承受的电压和电流应力加大，损耗增加，与拓扑结构简单的 BOOST PFC 相比效率较低[13-19]。
结合目前充电器拓扑 BOOST、反激式和 SEPIC 功率因数矫正电路的分析，SEPIC PFC 电路的宽电压范围更适合与全桥 LLC 谐振电路匹配，但是对应于高效的储能变换器，BOOST PFC 电路更适合。因此，针对新型高效的功率因数矫正电路的研究也是本文的重点。
1.3 第三代半导体发展及应用
随着二十世纪五十年代通用电气研发出晶闸管，代表了电力电子技术的开始 。其后二三十年，场效应管、门极可断晶闸管和 IGBT 功率型开关管的兴起，电源向高压和高功率迈进。随着功率半导体器件的理论研究与实际应用到达极限，阻碍了电力电子行业的小型化、高效、高频和高功率密度的发展方向。直到 21 世纪以来，第三代半导体的被研发出来，碳化硅（SiC MOSFET）凭借高压、高频和高功率的特性为新一代电力电子技术的发展提供更强有力的动力[48]。碳化硅凭借较低的导通内阻和更快的上升与下降时间，更符合新一代储能充电器的设计理念。不过碳化硅和硅基器件的特性有较大差距，对于碳化硅的驱动电路的电压和电流相比于硅基 MOSFET 有较大差距。所以对于碳化硅的外围电路的分析设计具有重要的研究价值与意义[49-50]。
1.4 主要研究内容
本文对目前高铁站房的发展背景，提出本文探究储能充电的发展意义。针对当前新一代铁路站房的光储充电系统，引出储能充电器的拓扑结构。对于储能型充电器的前后级根据四阶段充电法的充电曲线进行设计研究。改进全桥LLC 谐振电路的参数设计，优化提出了前级电压追踪型改进型 SEPIC PFC 电路。结合 SiC 的特性，对于新型储能充电器的应用进行研究。设计输出的电压220V 到 380V 的 1.2KW 的储能充电器，设计指标如表 1-2 所示。
具体分为六个章节进行分析论述。内容安排如下：
第一章引言提出了当前高铁站房对于新一代光储系统下的储能充电发展的要求，并阐述了目前充电的发展现状，选取四阶段充电法为本文的充电曲线。然后通过对比前后级变换器的发展现状，综合拓扑结构的优缺点，选取最优的拓扑结构。最后论述了应用 SiC 型半导体器件的意义和发展现状。
第二章首先论述了全桥 LLC 谐振变换器的原理。阐述了目前 LLC 谐振参数设计现状，结合四阶段充电法优化提出了新型的 LLC 谐振参数设计方式。通过扩展函数描述法进行小信号分析。应用 MALTAB 仿真软件，优化设计全桥LLC 谐振电路的补偿器。最后通过 PSIM 仿真平台验证新型谐振参数设计方式下，全桥 LLC 谐振电路的原边 MOSFET 的 ZVS 开启和后级整流桥 ZCS 关断。
第三章针对 BOOST PFC 和 SEPIC PFC 特征，结合充电曲线，优化提出了改进型 SEPIC PFC 电路，并进行原理性分析。然后针对电路特点，对于电路的参数设计进行介绍。依据完善的 BOOST PFC 控制理论优化 SEPIC PFC 控制策率。依据理论分析得出的电路，采用 PSIM 仿真软件验证了控制理论的可行性和稳定性。
第四章主要是对于电路的硬件与软件进行介绍。首先根据 SiC 的特性，设计出符合特性的驱动电路。针对性介绍了硬件部分的隔离电压和电流的采样电路，简要概述本文的硬件系统框图。对于系统软件，详细介绍了整体的控制理论、DSP 的功能、数字控制的意义和功能实现的分析。最后通过 PSIM 仿真软件验证整体控制理论的可行性。
第五章搭建了实验电路的测试平台。通过实验平台，测试全桥 LLC 谐振电路处于三种开关频率下，电路原边的 MOSFET 的 ZVS 能力和效率的对比分析，统计了电路处于 2 区域内，SiC 和 Si 型电路的效率对比情况；对于改进型 SEPICPFC 电路进行升降压功能的测试，以及 SiC 型相比于 Si 型对于电路效率提升的统计分析；通过两种电路的测试结果，验证了选取 SiC 的意义，提升了电路的效率。最后通过分析 SiC 型与 Si 型电路的效率对比，得出 SiC MOSFET 降低损耗能力的原因。
第六章主要对于本篇论文进行总结，概述本文研究的不足，为一下研究提供方向。
第二章 后级隔离式全桥 LLC 谐振变换器的设计与研究
2.1 LLC 谐振电路的工作原理
全桥 LLC 谐振电路如图 1-6 所示，其主要由谐振电容Cr 、谐振电感 Lr 和励磁电感 Lm 组成的谐振网络，后级整流网络和前级开关网络构成。谐振电路的三个谐振元件构成了两个谐振频率。谐振电容与电感构成谐振频率 fr ，公式如 2-1所示；外加励磁电感构成谐振频率 fm，公式如 2-2 所示。
LLC 谐振电路的开关频率 f 与两个谐振频率可以将电路分为四个工作模式，当（ ffr ）时，电路的增益（M）小于 1，处于降压模式。电路波形如图2-1。可以得出，原边开关管可以实现零电压开启。但是整个工作周期内，励磁电感一直处于钳位状态，不参与谐振，导致副边不能实现 ZCS 关断。
当（ ffr ）时，电路波形如图 2-2，电路增益等于 1，此时电路原边开关管可以实现零电压开启，副边整流管处于临界状态。
当（ ff m ）时，电路处于容性工作区间，此区间效率低，电路一般不工作在此区间，本节不做详细介绍。谐振电路的效率最高的工作区间是开管频率处于二者之间（ m fffr ），电路波形如图 2-3。如图可知，电路分为八个状态，两种相似工作模式，本节详细介绍前面四种状态情况。
状态 1，to tt<t 1，工作状态如图 2-4。t0 时刻之前，全桥 LLC 谐振电路的谐振电感的电流与励磁电感的电流相等，且方向相同；开关网络中Q1和Q4 桥臂的结电容放电，此时 MOSFET 的体二极管续流为零电压开启创造前提条件。t 0 到t1时间内, Q1与Q4 开通，AB 端电压为正，励磁电感电压被钳位，不参与谐振。谐振电容与谐振电感参与谐振，谐振电感与励磁电感电流正向增大。副边D1和D4 二极管正向导通。当 t=t 1时刻，谐振电感电流为零，励磁电流持续线性增涨[24]。
状态 2，t1 tt<t 2 ，工作状态如图 2-5。t1到t 2,谐振电感电流呈正弦变换，励磁电感一直被钳位。当 t=t 2时，谐振电感电流等于励磁电感电流，输出电流降为零。此时为输出二极管的零电流关断创造条件。
状态 3， t2 t<t 3 ，工作状态如图 2-6。此区间内，谐振电感、励磁电感和谐振电容参加谐振。此区间内的谐振电流与励磁电流相等。并且输出电流为零，副边D1和D4 反向偏置。
状态 4， t3 t<t 4 ，工作状态如图 2-7。当 t=t 3时，开关管Q1 和Q4 关断，此时Q1和Q4 的结电容充电，Q2 和Q3 的结电容放电。在 t t 4 时，Q2 和Q3 的结电容的电压降为零，为Q2 和Q3 的 ZVS 开通创造了前提条件。
以下四个状态与上述四个状态类似，这里不再详细叙述。
2.2 全桥 LLC 谐振电路参数设计
2.2.1 全桥 LLC 谐振电路设计现状
上节阐述了全桥 LLC 谐振电路的工作原理与特性，得出开关频率在 fr 和 fm 之间效率最高。但是电池负载相比较于传统负载具有非线性，充电过程需要匹配于充电曲线，本文根据设计要求得出的锂电池充电曲线如图 2-8 所示。输出电压的变换范围大，这对于高效率隔离型 LLC 的参数设计具有很大的挑战。
当今 LLC 高频化、数字化和软开关技术都具有较大的发展。但是对于 LLC谐振电路，设计出适应于储能工作环境的谐振网络还具有较大难度。文献[28]主要通过一次谐波近似法，设计出输入和输出电压固定情况下得出 LLC 谐振电路的设计参数。这样参数的准确性较低，对于工作在充电的恒流和恒功率模式下，输出电压变化较大，电路不能够依托充电曲线得出具体的工作模式。会导致 LLC 工作在 ZCS 区域，导致电路转换效率降低。
文献[29]依据锂电池的充电特性，提出了倍压法充电技术。该电路的特点是后级增添了倍压电路。这样 LLC 能够一直工作在 ZVS 区域。但是不考虑线性负载变化会导致电流变化较大，充电过程加长。文献[31]根据频率增益曲线提出的图像法，根据经验选出合理谐振参数，该方法简便。但是得出结果不精确，工作区域窄。文献[32]是根据公式法，求出谐振电感的范围，通过逐次逼近的方式得出谐振参数，这种方式准确度高，但是过程太复杂。本节根据目前的研究现状，优化提出一种准确、高效和范围广的方案。
2.2.2 谐振参数设计方案
针对储能充电曲线，在能确保 LLC 谐振电路实现 ZVS 和 ZCS 的工作环境下，能够更简便和准确得出谐振参数。首先通过曲线可以得出两种最差的工作情况。其一，在恒功率和恒压充电切换阶段，电路的输出电压和功率达到最大，此时输入电压最小时；其二，在预充电时，电路的输出电压电流处于最小，输入电压最大。所以为确保电路正常实现 ZVS。需要结合这种最差状态。LLC 电路设计首先也要结合谐波近似（FHA）。可以得出电路的增益（M ）、输出等效电阻（Re ）、品质因数（Q ）、电感比（ln ）、归一化频率（ f n ）和输入阻抗（ Z ）如公式（2-3）、（2-4）、（2-5）、（2-6）、（2-7）和（2-8）所示。
依据边界重合和斜率相同，可以推导出二元一次方程式，整理可得特征阻抗的最大值，如公式（2-11）。
根据 ZVS 边界条件，要取最小的特征阻抗值min( Z1，Z 2)。上述得出最差情况下的特征阻抗，还需要得出电感比才能通过频率增益曲线画出 LLC 变换器的最佳工作轨迹，最终得出设计参数。如上：电路在处于输出电压最小，输入电压最大时。此时最小增益情况下的归一化频率可得公式（2-13）。
通过理论推导出电路工作在 ZVS 边界条件下的特征阻抗和电感比。依据品质因数关系，如公式（2-5）。运用图像法可做出频率增益曲线。选出最优的工作区域，确保工作在 ZVS 和 ZCS 区域间。本文设计的 LLC 模型为输入 220V到 380V，设计输出电压为 220V 到 380V，频率为 100k，功率为 1.2KW。根据上述推理分析得出的电感比和特征阻抗，通过 MATLAB 仿真软件得出频率增益曲线，如图 2-9 所示。
图 2-11 中黑色实线将 LLC 工作区域划分为电容区（ZCS 区域）和电感区（ZVS 区域）。ZVS 分为 1 和 2 区域，其中 1 区域为开关频率工作在大于谐振频率，该区域原边工作在 ZVS，副边电流连续。2 区域为开关频率工作在两个谐振频率之间，该区域原边工作在 ZVS 区域，副边电流断续，能够实现零电流关断（ZCS）。[24]其中区域 1 中的红色虚线为计算得出的工作轨迹，灰色实线为增益的临界值。区域内临界值依据公式（2-15）（2-16）。
2.3 LLC 电路的小信号建模与补偿器与补偿器设计
2.3.1 LLC 小信号模型的简述
小信号模型主要是运用数学的方法分析系统受到小信号干扰时系统的动态情况，也是进一步设计电路闭环补偿器的前提条件。常见的小信号分析方法是状态平均法和平均电路法。这两种分析方法比较适用于 PWM 调控的变换器，对于调频的 LLC 谐振电路不能够很好的等效出 LLC 的小信号模型。目前对于 LLC 谐振电路比较精确分析方法有扩展函数描述法，该方法首先得出通过非线性等效电路方程的状态变量，然后对变量进行谐波近似法，通过谐波平衡求得变量的解，最后进行线性化分析得出 LLC 小信号开环的传递函数参考模型。
2.3.2 LLC 谐振电路的小信号建模
LLC 谐振电路的等效模型如图 2-11 所示。由全桥 LLC 输入信号为方波电压 UAB，最大幅值等于输入电压。 Lr 是谐振电感，Cr 是谐振电容，Lm 是励磁电感，r 是输出电容的等效串联电阻，C0 是输出电容，R 是负载。变压器的原副边用受控电压源和受控电流源表示。
根据电路可以得出如下的非线性方程组，如式（2-17）所示
由扩展描述法第二步骤可知，需要对变量进行谐波近似。LLC 是调频控制电路，稳态时，扰动信号可看作正弦小信号，将状态变量写成正弦加余弦形式，可得公式（2-18）的状态变量。
根据谐波平衡原理，将公式公式（2-18）-公式（2-21）带入（2-17），取平衡可得线性方程如下式。
2.3.3 LLC 谐振电路的补偿器设计
根据扩展函数描述法得出来的 LLC 开环传递函数，采用 MATLAB 仿真软件得到补偿前的开环波特图，如图 2-12 所示。由图可知，LLC 谐振电路可以等效为二阶电路，穿越频率在高频段，穿越频率所对应的相位裕度在 180°左右。稳态系统需满足两种条件：（1）穿越频率位于开关频率的十分之一到五分之一，穿越频率所对应于波特图的相位裕度距离 180°在45°和60°之间；（2）幅频特性必须满足中低频以 -d20 /decB 斜率下降，高频段以 -d40/ decB 的斜率下降，这样的系统才最稳定[24]。
上述对于变换器的波特图分析，为达到变换器系统的稳定裕度，引入了比例积分（PI）控制器，比例控制主要调节波特图的幅频特性，积分控制器主要调节相频特性。图 2-13 是添加 PI 补偿器后的开环波特图。图中穿越频率在10KHZ，所对应的相频在 120°左右；中低频的以-dB20/dec 斜率下降，高频段以-dB40/dec的斜率下降。幅频特性与相频特性达到设计要求。
2.4 PSIM 仿真验证
根据提出的优化设计方案，得出了全桥 LLC 谐振电路的谐振参数。采用扩展函数描述法得出开关传递函数，建立了谐振电路的补偿器。综上所述，本节搭建了如图 2-14 所示的全桥 LLC 谐振电路的仿真电路。其中 PI 补偿器和压控振荡器（VCO）通过 PSIM 仿真平台的 C Block 建立。C Block 可以自定义输入与输出的端口数量，运用 C 语言定义自变量，创建完成自己所需的算法与函数。通过搭建的仿真平台验证自己所提出的两种最坏的工作环境下能够实现 ZVS。
本节通过最坏工作环境来验证提出参数优化设计方案的可行性和准确性。根据频率增益曲线选取出合理的边界条件。选取最大输入电压时，最小的输出电压的边界条件，此时增益边界为 1.4；选取最小输入电压时，最大输出电压的边界条件，此时增益为 0.8。针对上述选取的工作环境，得出的仿真结果如图 2-15 所示。图（a）为输入电压等于 280、输出电压为 400V，负载为 400Ω的工作情况，由图可知，全桥 LLC 谐振电路原边 MOSFET 能够实现 ZVS 和副边整流桥能够实现 ZCS。图（b）为输入电压为 400V，输出为 320V，负载为 300Ω的仿真图像，此时原边MOSFET 能够实现 ZVS。通过对仿真实验波形的分析对比，可以验证新型谐振参数的设计方案具有可行性。
2.5 本章小结
本章节首先依据全桥 LLC 谐振变换器适应于高效储能 DC/DC 变换器为背景。根据 LLC 谐振电路的参数设计的设计现状，提出一种公式法与图像法相结合的优化设计方案，进一步提升谐振参数设计的准确性和便捷性。通过扩展函数法得出 LLC 谐振电路开环传递函数，根据开环传递函数设计出电路的补偿器，进一步提升系统的稳定性。最后结合 PSIM 仿真平台，测试两种最坏的边界条件，通过两种条件下全桥 LLC 谐振电路的 MOSFET 具有 ZVS 能力，验证了新型设计方案的可行性。
第三章 前级改进型 电压追踪式电路的设计及研究
上章节通过充电曲线提出了宽范围输出电压的 LLC 谐振参数的优化设计方案。但是对于 LLC 谐振电路原理分析可得：LLC 工作区域也决定了电路的效率。假设前级电路的输出电压能够追踪电池电压，全桥 LLC 谐振电路输入和输出电压的增益能够一直处于频率增益曲线的 2 区，实现原边 MOSFET 的 ZVS开启和副边整流的 ZCS 关断，可提升全桥 LLC 谐振电路的效率。针对充电曲线的电压分析，前级电路需满足 220-380V 内的宽范围变换的输出电压。通过对于前级功率校正电路的分析，SEPIC PFC 电路能够满足宽范围输出电压的需求。由于 SEPIC PFC 效率相比较于 BOOST PFC 电路低，开关网络所承受的电压和电流的应力较大。所以本文提出了改进型 SEPIC PFC 设计方案。
3.1 改进型 SEPIC PFC 电路的特点和工作原理
3.1.1 改进型 SEPIC PFC 电路特点
针对 BOOST 和 SEPIC 拓扑结构原理性的分析研究，提出具有电压追踪能力的改进型 SEPIC PFC 电路，如图 3-1（a）所示。储能电池的电压低于 320V时，Q2 导通，Q3 关闭，SEPIC PFC 凭借升降压的特性，主要工作在此电压区域范围内。当电压高于 320V 时，Q2 关闭，Q3 导通，BOOST PFC 电路凭借效率高和稳定性强的特性，主要工作在此区域电压范围内。此电路输出电压工作曲线与电池电压曲线相同，如图 3-1（b）所示。从而改变全桥 LLC 谐振电路输入电压，使得全桥 LLC 谐振电路能够更高效和稳定的工作在区域 2 内。
对于改进型电路与传统的 SEPIC PFC 电路进行对比，结果整理如表 3-1 所示。改进型电路在高压时，开关管Q1的电压相比于优化前的 SEPIC PFC 电路减小了输入电压。所以对于电路可以选型可以减小一个量级，节省了成本。并且对于高压情况，开关管所承受的电压与电流越大，开关管的损耗区造成能量损耗就会增加，由于改进型电路采取了模式切换，可减小损耗区域内的电压和电流的数量级，最终降低了电路损耗。
3.1.2 改进型 SEPIC PFC 工作原理
当Q 2 导通，Q 3 关断，电路工作在 BOOST PFC 模式。BOOST 升压电路具有三种工作模式，连续模式（CCM）、断续模式（DCM）和临界模式（BCM）。由于 CCM 模式下具有低输入和输出的电流纹波、滤波体积小、EMI 小和电感电流连续的特点，适应于中高等功率的工作环境。所以本文 BOOST PFC 采用连续模式（CCM）控制模式。故本节介绍 BOOST PFC 电路的 CCM 模式。单个周期内的工作波形如图 3-2 所示。
根据一周内伏秒平衡可以得出公式（3-1），其中 D 代表占空比，Ts 代表导通时间。
当Q2 关断，Q3 导通，电路工作在 SEPIC PFC 模式。由于 SEPIC PFC 的连续模式（CCM）比断续模式（DCM）下功率因数矫正较好，并且 CCM 模式下电流应力较小。所以本文 SEPIC PFC 采用 CCM 模式工作。SEPIC 电路 CCM模式下工作波形如图 3-5 所示。
工作原理如下：模态一开关管Q1导通，电源电压给电感 L1充电，L1的电流线性上升。耦合电容C 和电感 L2 形成闭合回路，电容相当于电源电压给电感 L2 充电，此时电感 L2 的电流线性增加。二极管截止，输出电容为负载供电。工作状态 1 如图 3-6 所示。
模态二开关管Q1关断，二极管导通。电源、电感 L1和电感 L2 为负载、耦合电容C和输出电容充电。此时电感 L1和电感 L2 电流线性下降。工作状态 2 如图 3-7 所示。
3.2 改进型电路的参数设计
3.2.1 电感计算
上节概述了本文改进型 SEPIC PFC 电路的工作原理和特性。由于改进型电路结合两种电路的特性，对于参数设计具有较大难度。故本文参照电路的工作特性，首先提出 SEPIC PFC 电路参数范围的设计方案，结合 BOOST 电路工作原理，设计出准确的电路参数。
针对 SEPIC PFC 电路工作在 CCM 模式下，为了满足要求，假设 SEPIC PFC工作在临界模式（BCM）。电路工作在开关管Q1打开时内，电感 L1的电流由 0上升到最大值，这样可以求出电感 L1的纹波电流，如公式（3-8）。
上述得出 SEPIC PFC 电路的电感范围，为满足 BOOST PFC 电路的 CCM工作模式下，电感不饱和，需要结合 BOOST PFC 参数设计原理。设计电感时需考虑低压时刻电感的峰值处不饱和，则可以得出电感的设计表示式，如公式（3-14），其中I 为纹波电流，f 为开关频率，Vin(min) 为设计输入电压的最小值，Dmax 为最大占空比。
综上，可得出 BOOST PFC 在 CCM 模式下输入电感的值。本设计输入电压范围为90-250V、功率1.2KW、频率为80K。计算出的输入电感带入SEPIC PFC电感公式进行判断。最终得出电感 L1为500 H ,电感L2为500 H 。
3.2.2 电容计算
SEPIC 电路上的耦合电容的电压与输入电压相等，因此工作在 SEPIC PFC模式下耦合电容主要等效为输入电源。根据文献[15]对于耦合电容的具体分析，、可得出电容具体的计算公式（3-16）。
3.3 BOOST PFC 小信号建模与控制
3.3.1 BOOST 小信号建模
对于 BOOST PFC 电路的不同状态，可以通过状态空间平均模型法去分析建模。首先经过不同状态下求出电路的状态方程；然后通过添加小信号扰动，得出状态向量和输入向量；最后进行线性化分析。
根据导通模式与关断模式得出电感电流和输出电压的状态变量。当开关管导通时，BOOST 等效电路如图 3-8。
根据输入电源与电感 L 构成的环路，输出电容与负载构成的环路可得公式（3-21）。
3.3.2 BOOST PFC 的前馈补偿控制
电压前馈补偿是目前功率校正电路消除干扰的有效手段，对于目前比较成熟的平均电流控制策略（如图 3-11）改善了输出电压的纹波,传统电压前馈补偿通过电压环路输出的功率信号与电压的补偿信号得出电流信号。最后得出平均电流控制的占空比。
根据电路的导通与关断时刻的动态关系，可以推导出电流的前馈补偿信号。根据开关管导通与关断时刻，得出开关管两端的电压和电感电压的关系，如公式（3-32）。
上述搭建了带有电流前馈补偿的控制网络，通过 PSIM 仿真软件的 ACSweep 功能，可以得出控制网络的补偿后的开环波特图，仿真结果如图 3-13 所示。结果显示低频段-dB20/ dec 斜率下降。高频段-dB40/ dec 斜率下降。穿越频率对应的相位裕度距离180°相位相差四十多度，系统处于稳定设计范围内。
3.4 SEPIC 的小信号建模与控制
3.4.1 SEPIC PFC 小信号建模
SEPIC 变换器也是具有两种工作状态，所以依据导通和关断的两种状态，通过状态平均法可以得出输入电感电流和耦合电容电压的状态变量。当开关管导通时，电路等效电路如图 3-14 所示。
此时输入电压和电感 L1构成闭合回路；耦合电容C 和电感 L2 构成闭合回路；输出电容与负载构成闭合回路。可得出导通时刻的状态方程，如公式（3-36）
3.4.2 SEPIC PFC 优化控制
上述通过电路原理推导出 BOOST PFC 电路的电流前馈补偿信号，SEPICPFC 电路和 BOOST PFC 具有相同的工作模式。假设 SEPIC PFC 电路的输出部分等效为二端口网络，如图 3-16 所示。
通过 PSIM 的 AC Sweep 仿真软件对控制框图进行扫描测试。测试结果结果如图 3-18 所示。测试结果显示穿越频率位于开关频率的十分之一左右，穿越频率所对应的相频位于相位 130-0左右，低频、中频和高频下降斜率在合理范围内。综上所述，优化控制策略的实验结果符合系统的稳定性要求。
3.5 PSIM 仿真验证
通过对改进型 SEPIC PFC 的参数设计、建模和控制分析，搭建了如图 3-19的仿真平台。测试电路工作在 SEPIC PFC 模式和 BOOST PFC 模式下，控制方案可行性；电路的输出电压是否满足要求，输入电流是否出现畸变问题和输入电流是否出现饱和现象。
SEPIC PFC 仿真图像如图 3-20 所示。测试条件：输入电压等于 220V，输出电压等于 300V，功率为 800W。通过对仿真结果的分析可得，输入电流的零时刻无明显电流畸变；输入电流的峰值没有出现饱和失真情况；输出电压的纹波在 2%以内，符合 5%之内的设计要求。仿真结果显示设计稳定，能够满足需求。
BOOST PFC 仿真图像如图 3-21 所示，测试环境：输入电压为 220V，输出电压为 360V，功率为 800W。仿真波形显示，输入电流的零时刻无明显畸变，电流处于峰值时刻无明显饱和失真；输出电压的纹波在 5%以内，符合设计要求；最终可得此模式下电路的设计稳定，且满足电路需求。
3.6 本章小结
本章节首先介绍了具有输出电压追踪的改进型 SEPIC PFC 电路的特性。分析两种模式下电路的工作原理，结合伏秒定理得出两种模式下电路输入电压与输出电压关系。通过对于原理的分析，详细论述了电路的参数设计方案，得出主电路的具体参数。依据状态平均法，得出电路的传递特性。对比分析 BOOSTPFC 的电流前馈补偿方案，优化提出了 SEPIC PFC 电路的电流前馈补偿方案。最后通过 PSIM 仿真软件验证控制理论能够控制电路稳定工作，电路的工作情况符合设计要求。
第四章 系统的硬件及软件设计
4.1 SiC 电路设计
4.1.1SiC 特性分析
针对本参考设计的实验要求，选取了罗姆公司的型号为 SCT3060AL 的 SiCMOSFET。高达 650V 的耐压值，电流范围在 27-39A，开启电压处于 2.7V-5.6V之间。图 4-1 为 25 摄氏度下，SCT3060AL 在 0-20A 内的输出电压特性。从图中可得：
（1）随着漏源极电压的增加，流过 SiC MOSFET 管的漏源极电流逐渐增大。
（2）处于在 14-20V 内的栅极驱动电压V gs ，漏源电流iDS 一直处于线性上升，SiC MOSFET 一直工作在可变电阻区。所以 14V-20V 的Vgs内的的漏源极电压都能流过 20A 以内的iDS 。
SCT3060AL 的 SiC MOSFET 的转移特性如图 4-2 所示。图像显示漏源电压等于 10V 时，栅源极电压与漏源极电流的转移特性曲线。结果显示随着温度的升高，SiC 的开启电压逐渐减小。并且栅源极电压在15V 在20V 范围内和温度在-25℃ 到-150 ℃范围内，漏源电流iDS 可以承受高达 40A 导通电流的能力。
导通电阻的特性通过功率器件测试平台如图 4-3 所示，功率半导体器件测试平台可以测试 SiC MOSFET 的特性。本文主要通过功率测试平台测试驱动电压为 18V 和 15V 时 25℃到 140℃温度下的导通电阻的变化情况。
通过功率半导体测试仪测试的结果的拟合曲线如图 4-4 所示，通过曲线可得出 18V 和 15V 的驱动电压情况下，25℃到 130℃温度内导通电阻没有较大差距。所以 15V 的驱动电压可以很好的发挥 SiC 低损耗的特性。
4.1.2 SiC 的驱动电路设计
上述针对 SiC 特性的分析，可以得出驱动电压在 15V 和 18V 范围内，输出特性和转移特性并没有较大差距。通过功率器件测试仪得出在 15V 和 18V 范围内导通电阻差别不大。由于全桥 LLC 谐振电路是全桥式结构，需采用隔离驱动，并且整体的前后极是隔离式电源。所以本文对于辅助供电与主电路采取隔离式设计，驱动采用隔离驱动电源。对于目前 15V、18V 和 20V 的隔离电源供电设计需采用变压器设计。但是电路复杂，且效率较低，元器件使用量较大。针对上述问题与得出的结论，本文采用 15V 隔离模块方案。
驱动电路的原理图如图 4-5 所示，驱动芯片选用 Texas Instruments 的UCC5320S，一款单通道隔离式栅极驱动器，内部采用电容隔离的信号传输方式，最大 33V 的驱动电源电压，与光耦驱动相比，UCC5320S 的偏移更低，传播延迟更小，并且 CMTI 更好。并且具有时序保护功能，可避免初始化过程中出现高电平导致上下桥臂同时导通而烧毁电路。隔离电源采用 RECOM 公司的RN-0515S。效率可达 85%。电源为 5V 输入电压，输出为 15V，这样驱动电路可共用一个5V 的输入电源做成的驱动模块电路。
4.2 辅助电路设计
针对隔离式变换器，为防止电路的相互串扰，采用了隔离式采样电路。对于电流和电压采用都采用隔离信号采样、调理电路和保护电路方案相结合。减少电路信号对于控制电路的干扰，提升电路的稳定性。
4.2.1 电压采样电路设计
通过前后级电路分析，对于前级电路的输入和输出电压，后级输出电压都需要进行隔离采样。由于隔离式电压采样的原理相同，故本文只介绍了前级隔离式输入电压采样电路，原理图如图 4-6 所示。电压采样芯片选用型号为AMC1311 增强型隔离式放大器，该芯片具有 2V 的高阻抗输入电压范围，低失调误差和温漂，额定工作电压为 3.3V。电压采样芯片输出后经过运放搭建调理滤波电路，最终将信号输送给 DSP 进行数据处理。滤波电路之后为 RC 低通滤波器，可滤除外部干扰信号，电容主要提供给控制芯片稳定的电荷以满足采样信号的模数转换。BAR43S 为信号输出保护电路，防止采样输出电压高于 3.3V而损害控制芯片。
输入为电阻分压，采样电压转为 2V 输入电压。AMC1311 输入 2V 电压转换为隔离信号的 2V 电压。后级运放电路为调理电路，电容C3 和C4 滤除输入信号的纹波。输入输出的电压关系如公式（4-1）。
4.2.2 电流采样电路设计
对于变换器的电流采样，需采前级输入电流，后级输出电流，原理如图 4-7所示。电流采样芯片为隔离式电流传感器，型号为 ACS722LLCTR-20AU，能采样峰值电流为 20A 电流。电流传感器将电流信号转化为电压信号，随后得出的电压信号通过调理滤波电路后，将信号传输到 DSP 中。
由于调理电路采用 1：1 的输入和输出的关系，所以输入到控制电路的电压信号如公式（4-2）所示，其中 0.33V 为电流芯片无电流输入时，输出的电压信号。
4.3 系统的数字控制方案
上述针对电路的部分硬件设计的进行概述，本文储能充电器系统的硬件架构主要如图 4-8 所示。由于前后级的两种工作电路，为满足电路的运算和控制能力，采用了双控制电路。系统架构主要由采样电路、驱动电路、控制电路、主电路和辅助电源构成。前后级电路共用一个辅助电源电路为采样电路、驱动电路和控制电路提供能量。本设计采用软件保护，通过控制电路来防护前后级电路的短路问题。
4.3.1 控制芯片功能概述
控制电路的控制芯片采用TI 公司的 TMS320F28035。主频60MHZ 的 32位微控制器。并且 TMS320F28035 芯片运算快，性价比高。内部 ADC 内核包含双采样保持的 12 位转换器。并且内部内置了和 CPU 并行的浮点算术加速器（CLA）。由于该芯片的内部 CPU 不能运行浮点运算，所以 CLA 是实现本文控制算法的基础。具体架构如图 4-9 所示。
CLA 模块可以将独立运行的结果传送给 ePMW 模块，产生控制信号，这样可以加快系统的运行。CLA 本身具有软件触发、ADC 模块触发和 ePMW 模块触发，可以使得控制更加灵活。
4.3.2 整体的控制策略
针对充电曲线，本文采取需采用三种控制方式，分为恒压、恒流和恒功率。前级改进型 SEPIC PFC 电路的输出电压主要追踪储能电池的电压，这样可以满足全桥 LLC 谐振电路处于频率增益曲线的 2 区，为实现全桥 LLC 谐振电路的原边 MOSFET 的 ZVS 和副边整流桥的 ZCS。
具体控制框图如图4-10所示。通过控制原理图可以得出。改进型SEPIC PFC的阈值电压为储能负载的电池电压。全桥 LLC 谐振电路通过前级改进型 SEPICPFC 的输出电压判断三种工作模式。电压在高于 220V，低于 250V 时工作在恒流模式。在低于 380V 时工作在恒功率模式，此时电路的控制由电压环路和电流环路组成的恒功率网络。高于 380V 时，LLC 工作在恒压模式。
4.3.3 改进型 SEPIC PFC 电路的系统软件设计
针对改进型 SEPIC PFC 电路的控制环路分为了电流环路和电压环路。通过第三章的补偿器可知，电压环路采用 PI 控制算法，电流环路采用前馈补偿方式下的比例（P）调节，能够满足系统的稳定要求。控制中断循环程序如图 4-11所示。
针对改进型 SEPIC PFC 电路，控制系统设置两种状态机。工作在 SEPIC模式时，状态机 1；BOOST 模式时，状态机为 2。同时两种状态下都进行电流、电压检测和占空比检测，如果出现错误将跳出中断循环程序，防止电路烧毁。两种工作模式下的电流环和电压环路都在控制芯片 CLA 里面同时进行。这样提高了中断的响应速度。
4.3.4 全桥 LLC 谐振电路的系统软件设计
对于全桥 LLC 谐振电路，控制策略主要根据充电法。分为了恒压充电、恒流充电和恒功率充电模式，控制框图如图 4-12 所示。每运转一次中断程序有两次检测过程，防止短路而损害电路工作。CLA 运算结束后将频率信号传给ePWM 模块，最终通过调频控制电路。
4.4 控制仿真验证
针对上述理论控制比较复杂，搭建的仿真环境没有实际的储能电池作为负载，只能用电阻代替实际负载；由于前级电路的阈值电压不能够随着负载电压变化而实现在线电压追踪，所以本章节测试了不同情况下，验证电路的升降压的能力。采用 C Block 功能搭建了如图 4-13 所示的仿真电路。针对仿真曲线测试了 SEPIC PFC 模式下的恒功率模式和 BOOST PFC 恒功率模式下的波形。
BOOST PFC 模式下的波形如 4-14 所示。全桥 LLC 谐振电路的开关频率处于两者之间，增益大于 1。此时 LLC 能够实现原边 ZVS 和副边 ZCS。通过图像（b）可以得出前级输出电压的纹波对于后级电路的输出电压具有一定的影响。后级输出电压的纹波在 5%之内，影响在设计范围内。前级电路的输入电流没有畸变现象，功率因数较好。验证整体控制策略在 BOOST PFC 模式下的可行性。
工作在 SEPIC PFC 时的整体波形如图 4-15 所示，图中 SEPIC 电路的耦合电容等于输入电压，耦合效果较好。前级输出电压的纹波在 3%以内，后级电路无明显纹波。可以得出电压较低对于电路的纹波影响较小。此时 LLC 采用恒功率控制，功率为 900W。验证了整体控制的可行性。
4.5 本章小结
本章节主要概述了系统的硬件设计和软件设计。首先结合 SiC MOSFET 的特性，设计了符合特性的驱动电路。针对采样电路进行原理性分析，进而论述了系统硬件架构。阐述了系统控制芯片的主要功能，以及芯片内部嵌置 CLA的运行模式与功能作用。对应系统软件设计做出概括，提出本篇论文的控制理论框图。最后结合仿真软件验证控制理论是否能正常运行。
第五章 系统的实验验证
上述通过理论研究设计了主电路的设计参数，仿真软件验证了设计可行性，本文通过图 5-1 所示的实验环境。本文使用的设备有泰克的 1G 带宽的示波器；5KW 的调压器，输出交流电压范围 0V-380V 的调压器；输出电压 0V-800V 的Regatron 直流电压源；10MW 电阻柜。实验条件足以满足对实验样机的测试。
搭建的 SiC 型全桥 LLC 谐振电路的实验样机如图 5-2（a）所示，SiC 型的改进型 SEPIC PFC 电路实验样机如图 5-2（b）所示。其次本文还搭建了和上述相似的 Si 型的实验样机，作为 SiC 型电路的对比实验。本文采用 Regatron 直流电压源得出全桥 LLC 谐振电路的工作的波形图，进行对比分析；采用调压器测试改进型SEPIC PFC电路的工作情况，通过波形测试电路的功率因数和效率，以及 Si 型和 SiC 型电路的对比分析。
5.1 全桥 LLC 谐振电路的实验与对比分析
5.1.1 全桥 LLC 谐振电路的实验与对比分析
针对 SiC 型全桥 LLC 谐振变换器实验分析，本文测试了不同输入电压情况下，验证电路的原边 ZVS。本文验证了输入电压 250V 时，输出电压为 210V，如图 5-3（a）所示；输入电压为 330V 时，输出电压为 360V，波形如图 5-3（c）所示；输入电压为 320V 时，输出电压为 320V，波形如图 5-3（b）所示。这样能够更准确的测试在不同输入电压情况下，测试全桥 LLC 谐振电路能够实现ZVS，验证提出的设计参数的方案可行性和准确性。
波形图中紫色为输出电压，绿色为谐振电路的谐振电流，黄色和蓝色为全桥 LLC 谐振电路一侧的互补的驱动电压。图 5-3（a）显示为频率 145K，增益小于 1 时刻，位于频率增益曲线的 ZVS 区域的 1 区，通过对波形分析可得此工作区间能够实现 ZVS 开启。图 5-3（b）显示频率为 89K，增益大于 1 时刻的波形图，此时开关频率位于两个谐振频率之间，位于频率增益曲线的 2 区，波形验证了电路 ZVS 的能力。图 5-3（c）为开关频率等于谐振频率时的波形图，此时频率为 100K，此时通过波形可以验证 ZVS 的实现。通过对于宽范围输入电压的情况下，验证了提出的新型优化设计方案准确有效。
上述验证了 SiC 型电路的 ZVS 实现的波形，又测试了 Si 型全桥 LLC 电路在上述工作情况的波形图，如图 5-4（a）、图 5-4（b）和图 5-4（c）。波形图中蓝色代表输出电压，绿色代表谐振电路的谐振电流，紫色和黄色为全桥 LLC谐振电路的左侧互补桥臂的驱动电压。针对 Si 型的波形图可以得出全范围内可以实现 ZVS 开启，验证了提出的方案有效。对于 Si 型谐振电路与 SiC 型谐振电路对比可以看出，SiC 型驱动波形的上升与下降时间更快速，验证了 SiCMOSFET 较短的上升与下降时间。
针对 SiC 型低损耗的验证。上述测试了 Si 型与 SiC 型在负载相同情况下，电路的波形，对应的效率拟合整理如图 5-5 所示。如图可知 SiC 型的电路在输出电压低时，效率相差 2.2%。高压时效率相差 3%。说明高压时更能体现出 SiC MOSFET 低损耗的特性。也验证了工作在频率增益曲线的 2 区能够提升电路的运行效率。
上述测试了相同负载时，不同输出电压的情况效率。本文又针对测试工作在频率增益曲线的 2 区，增益约为 1.1 时，输出电压为 320V，负载在 100 -300 变化情况下，SiC 型和 Si 型电路的工作的效率对比，通过参数拟合得出如图 5-6所示的测试结果。结果显示电路工作重载以及中重载时效率较高，SiC 型最高效率可到达 96.2%，Si 型最高可达到 93%。再一次验证 SiC MOSFET 低损耗的特性。结合充电曲线可以得出，四阶段充电法的恒功率充电策略能够比三阶段充电法提升较大的效率，减小损耗。
5.1.2 改进型 SEPIC PFC 电路的实验与对比分析
针对改进型 SEPIC PFC 电路的特性。首先测试当 Q2 关断，Q3 导通时，工作在 BOOST PFC 模式，此时输入电压为 200VAC，输出电压为 380V。波形如图 5-7 所示。图 5-7（a）为 SiC 型测试波形，图 5-7（b）为 Si 型测试波形。波形图中黄色代表输入电压，绿色为输入电流，蓝色为输出电压。SiC 型效率为96%，Si 型效率为 95.4%，对比可得 SiC 型比 Si 型的效率高出 0.4%。
当 Q2 导通，Q3 关断，工作在 SEPIC PFC 模式，测试电路的工作状态和验证提出优化控制策略效果较好。测试波形如图 5-8 所示。黄色为输入电压，绿色为输入电流，蓝色为耦合电容上的电压，紫色为输出电压。测试的输入电压为 150V 时，输出电压为 220V 时，电路的工作情况。图 5-8（a）优化控制的波形图，图 5-8（b）为传统控制的波形图。两种波形对比可得出，传统的控制的受外界环境影响，造成输入电流有畸变现象，相同环境下优化控制的效果更稳定。传统控制的输入电流在峰值处有饱和现象。其次传统控制测略的效率约为94%，优化控制效率为 95%。因此可以得出同等条件下，优化控制波形畸变更小，抗干扰较强。
上述通过两种工作模式下的波形分析，探究改进型电路的工作稳定性。对于效率的对比如图 5-9 所示。图中 5-9（a）所示的为 SEPIC PFC 电路在输出电压为 280V 的效率对比图。图中显示重载时 SiC 型电路的效率与 Si 型相比提升了 1.8%。图 5-9（b）所示的为 BOOST PFC 电路的效率对比情况，此时 BOOSTPFC 的输出电压为 360V，图中显示 SiC 型电路最高效率可达 98%，Si 型电路的最高可达 97%。BOOST PFC 电路与 SEPIC PFC 电路的效率相比可高出 1.2%。
5.1.3 整体效率分析
上述针对全桥 LLC 谐振电路，验证了区域 2 内的效率较高。通过 SiC 型和Si 型电路对比可以得出重载效率最高可提升 3.2%。前级 SEPIC PFC 模式下的SiC 型电路最高可提升 1.8%。所以 SEPIC PFC 模式下，整体效率可提升 5%。对于整体效率满载效率高于 90%，到达设计要求。
对于前级 BOOST PFC 模式，重载时，SiC 型电路可提升 1%的效率，结合重载时的后级全桥 LLC 谐振电路，整体可提升 4.2%。整体满载效率可达 93%，满足设计要求。
5.2 SiC 与 Si 驱动电路对比
针对 SiC 与 Si 的驱动测试如图 5-10 所示，本文测试的型号为 SCT3060AL的 SiC 的下降时间大约为 50ns，而 Si 的下降时间大约为 100ns。SiC 的上升时间大约为 40ns，Si 的上升时间大约为 80ns。
所以对于 SiC 型的开关器件，电压和电流所形成的损耗区域降低，损耗区如图 5-11 所示。电压与电流重合区域会造成能量以热能的散发出去。降低损耗，损耗面积越小，能量损耗越小，从而提升了电路的效率。
5.3 本章小结
本章节主要通过实验对所提出的理论和设计进行分析和验证。首先通过实验环境搭建了 SiC 型和 Si 型的改进型 SEPIC PFC 和全桥 LLC 谐振电路的实验平台。针对全桥 LLC 谐振电路，测试电路的开关频率处于 m fffr 、 ffr 和 ffr 下的 ZVS 能力，结果验证了所提出的设计办法符合预期。针对改进型SEPIC PFC 优化控制下的波形进行对比分析，验证提出理论稳定性和效果更好，符合预期。针对 SiC 型和 Si 型的驱动电路进行分析,结果可以得出 SiC 型的所形成的的损耗区域更小，实验结果验证了 SiC 的改进型 SEPIC PFC 电路和全桥LLC 电路的重载时刻的整体效率达到设计目标要求。
第六章 总结与展望
6.1 总结
全文结合新一代高铁站房的光储系统设计的储能充电器。针对当前研究现状，本文首先着手于充电曲线，分析当前的研究现状，选取了四阶段充电法为本文充电理论设计的基础。结合第三代半导体功率器件 SiC 的特性，搭建了输出电压范围在 220V-380V 的 1.2KW 的储能充电器的实验样机。
针对前后级研究现状与对比分析，后级电路选用原边 MOSFET 能够实现ZVS 和副边整流桥能够实现 ZCS 的全桥 LLC 谐振电路。根据 LLC 谐振电路参数设计现状，结合四阶段充电法提出了术形结合的设计方法。优化了图像法准确性低和公式法的复杂性。应用扩展函数描述法准确得出全桥 LLC 谐振电路小信号模型，便于电路的补偿器设计，提升系统的稳定性。
针对前级电路的研究现状，吸取了 BOOST PFC 和 SEPIC PFC 工作的优缺点。提出了电压跟随式的改进型 SEPIC PFC 电路。这样能够更好的解决全桥LLC 谐振电路输入电压与输出电压范围过大而降低电路的效率。根据 BOOST PFC 的电流前馈补偿策略，优化控制了 SEPIC PFC 的控制方式。
通过上述主电路的优化设计，本文针对 SiC MOSFET 特性，设计了满足 SiC特性的驱动电路。搭建了基于 SiC 的储能充电实验平台，通过实验平台，验证了全桥 LLC 谐振电路的 ZVS 和 ZCS 的实现。并且测试恒压输出时，不同负载情况下电路的 SiC 型和 Si 型全桥 LLC 谐振电路的效率对比，分析了电路损耗情况。又统计了改进型 SEPIC PFC 电路在恒功率时，电感和电容的设计是否满足电路运行。测试了不同负载下 SiC 型和 Si 型电路的改进型 SEPIC PFC 电路的效率。最后验证分析 SiC 型相比于 Si 型电路低损耗的优势。
6.2 展望
全文依据充电曲线设计的储能充电器，设计过程中没有对于改进型 SEPICPFC 电路没有对于整流二极管的损耗和电压应力进行分析，对于电路切换过程没有更好的进行稳态性分析。没有对有源桥式电路的损耗做出分析和改进设计。全桥 LLC 谐振电路的功率还不够高，达不到小型储能功率传输要求，也不能够更好的验证 SiC 耐高压特性。没有对于 LLC 磁性元件的体积和损耗作出分析，以提升样机的功率密度。对于电路的小信号分析没有更好的分析提出便捷和准确方法。针对上述问题需要进一步的改善。
